为什么我们使用交流 (AC) 电源？为什么电力公司不直接配电 直流 (DC) 电源，因为我们通常使用现代电器做的第一件事是 交流转直流？这些问题的答案可以追溯到托马斯·爱迪生 的努力 (Thomas Edison) 推广他的白炽灯并使纽约通电。 爱迪生的发电机产生直流电，适用于本地配电，但需要 要么是为几个街区外的负载供电的非常大的电缆，要么是每隔一个发电站 几个街区。这是因为，在最终使用的实际电压下，需要大电流 电气化不仅仅是一个小区域。由乔治·威斯汀豪斯支持的尼古拉·特斯拉登场，他 推广高压交流输电线路，每隔几个街区就有一个低压变电站 当地分布。重要的区别是变电站只需要一个变压器， 而直流解决方案需要一个完整的蒸汽动力发电厂。 最终，威斯汀豪斯在他建造水力发电厂时平息了这场战争 尼亚加拉大瀑布能够为数百英里外的负载供电。然而，在少数 极长的点对点传输线，平衡向非常高的电压倾斜 直流输电线路（例如，从华盛顿州的 Grand Coulee Dam 到洛杉矶的电力线 安吉利斯）。 交流电源使许多其他对工业化至关重要的发明成为可能，从感应电机到 用于调光器和电动剃须刀的气体放电灯镇流器。但是AC的部分阴暗面 功率是功率因数的概念。直流电源的电压是恒定的，所以没有相位 与之相关；交流电源（理想情况下）是正弦波，电压和电流在 0 V 处交叉 每秒 120 次（每 60 Hz 周期两次）。如果负载（甚至电源线）稍微 电感或电容，电流将滞后或超前电压。 图 1 显示了 120 VAC、60 Hz 交流电压源驱动电感器的 LTspice 模型， 电阻器，并联一个电容器。图 2 显示了此模拟的输出 源电压 V(n001)、电感电流 I(L1)、电阻电流 I(R1) 和 电容电流 I(C1)。请注意，只有电阻电流与电压同相，即 电感电流“滞后”电压 90 度，而电容电流“超前” 电压 90 度。 如何（以及为什么）确定功率因数 功率因数通常定义为均方根之间夹角的余弦 (RMS) 交流电压 — 定义为产生相同加热效果的交流功率量 作为直流电源 — 和 RMS 交流电流。 要计算直流负载消耗的功率，只需 将负载上的电压乘以通过它的电流。 ， 要计算交流负载消耗的功率 RMS 电压和电流的乘积必须乘以功率因数。 如果电压和电流同相（相位误差为 0 度），则 0 的余弦为 1，因此 与DC相同的计算。当负载看起来像电阻时，就会发生这种情况。如果相 误差为60度，60的余弦为0.5；电压和电流的乘积只有一半是 交付给负载。那么另一半去了哪里？电流仍然流过 电力线路;它只是不能为负载提供有用的电力。 当将“视在功率”波形（称为伏安或 VA）分解为同相和异相部分时——有时称为“实部”和“虚部”， 分别 — 同相部分（余弦系数）称为功率（以瓦特为单位）， 而异相部分（正弦系数）称为无功功率（测量伏安无功或 VAR）。因此，功率因数也可以定义为有功功率除以 VA (PF = W/VA)。配电盘上的瓦特表只测量有功功率，因此客户只需要为有功功率付费，但公用事业公司仍需调整其设备大小以处理总电流 流动，所以它努力使所有电流“计费”电流。 这如何适用于医疗器械 但是为什么这很重要，特别是如果您没有为此付费？一、实用性 最终向客户收取所有费用，因此转嫁了校正功率因数的成本 给消费者。其次，越来越多的机构规范——例如 EN60601、EN61000 和 IEC555——要求对医疗设备（有时称为 电力线谐波治理）。医疗器械制造商需要提供不同的 其产品的功率因数校正程度，取决于功率输出和 应用。如果您在想，“我的产品不包含任何大负载，更不用说 电感或电容类型，”有一个微妙的东西抬起了它丑陋的头：那个小开关 您放入产品中的电源以满足效率/宽 输入/尺寸/重量/包装要求引入其自身特有的功率因数变体 腐败。 请记住，当负载呈电阻性时，功率因数为 1。一种开关模式 电源 (SMPS) 通常对电源线进行整流，然后给一个大电容器充电以 在电压正弦波下降到 0V 期间储存能量，直到它恢复。如果这个电容 足够大，它将存储足够的能量，使电源线可以掉线或“断电” 几个周期，例如当大负载连接到线路时发生（例如，空调压缩机启动或激光打印机加热器循环）。从电源设计师的角度来看 看来，输入电容越大越好。如果电容器足够大，它会非常放电 在电源线的一个周期内很少，而在稳定状态下，电源线电压仅为 大于波形正负峰值处的电容电压。 因此，电流仅在电源线电压波形的峰值期间流动。 它完全同相，所以功率因数应该是 1，对吗？好吧，记住负载 应该出现电阻。图 3 图 4 显示了电阻负载的交流电流波形和 等效功率电平的开关电源。注意电阻产生 预期的同相正弦波形，而切换器前端产生脉冲 每个周期的电流两次。一个脉冲是多个正弦波的叠加，因为这个脉冲 定期发生，构成脉冲的正弦波必须全部谐波 有关的。在这种情况下，60Hz 是基波，其他正弦波是 60Hz 的谐波。 一个简单的离线开关电源前端的拓扑结构如图所示 图 3 右侧。交流电压源 (Vswitcher) 由四个二极管整流， 给电容器 (C1) 充电。通常情况下，开关电源会从能量运行 存储在电容器上（R1 消耗的功率模拟电源上的负载）。为了 相比之下，图 3 的左半部分显示了只有电阻性负载 (R2) 的波形。图 4 说明了这些电路的波形。正如预期的那样，电压和电流是同相的 对于顶部窗格中显示的电阻负载。接近零会有一个小的不连续性 由于二极管正向电压而导致的交叉，但由于规模的原因，此处不可见。 施加的电压与开关前端相同，但产生的电流显示在 中间窗格。请注意当前的比例（显示在顶部窗格的右侧）是 中间窗格中大约高 20 倍（800 mA 峰值与 40 mA 峰值）。底部窗格 显示两个电路消耗相同的功率，由电阻两端的电压测量 乘以通过它的电流。 R1 大于 R2，因为 R1 工作在 大约 169 VAC，而 R2 在 120 V RMS 下运行，但每个消耗的功率为 相同。此图是最坏的情况，但它显示了更高的峰值 电流可以用于开关模式输入而不是在相同功率下运行的电阻负载 等级。 谐波发电与三相发电 电源线中的开关输入电流波形会导致两个后果，其中 安装了大量开关电源。首先，因为线路峰值需要大电流脉冲，而不是将其散布到整个周期，电压会下降 由于导体中的电阻压降和变压器中的饱和或不间断电源 补给品。这会使电压波形失真并产生更多的电力线谐波。甚至 虽然电流脉冲与电压波形的峰值同步，但只有基波 频率与电压真正同相；谐波电流流入和流出 在二极管“导通”时连接电容器，但不要在其中存储大量电荷。 RMS 电流表 测量所有谐波电流，但实际功率只是存储在电容器中的能量 每个周期。因此，RMS 电流和电压的乘积将显示一个指示 视在功率大于实际功率。 在整个 IEC 60601 中分布的是对医疗设备进行重新分类的段落，这些段落将 否则通过国际无线电干扰特别委员会 (CISPR) 的要求， 除了它们对电力线三次谐波的失真。这特别适用于 每相负载大于 75 W 且小于 16 A 的设备。三次谐波失真 可以由负载中的任何非线性产生，但最常见的是来自开关 模式电源（ SMPS ）前端。 图 5 是图 4 中间窗格中电流的频谱分析（由 FFT 执行） （SMPS 的模拟输入电流）。振幅显示在 y 轴上，频率为 在 x 轴上显示（两个轴都以对数刻度绘制）。纯正弦输入 电流在 60 Hz 时会有一个单峰，但图 4 的失真波形显示了 60 Hz 的基波，加上 180 Hz 几乎同样大的尖峰（60 的三次谐波）， 伴随着大量的高次谐波。 要查看 60601 仅针对三次谐波的效果，图 6 显示了 叠加一个 60 Hz 电流 [标记为 I(60Hz) 的绿色迹线及其第三个 谐波 I(180Hz)。合成波形 I(load) 显示类似于 SMPS 的输入电流。请注意，电流不成比例地低 过零侧，然后与电压峰值。特点 SMPS 输入电流的波形由 60601 专门处理。 除了这个谐波的产生，第二个结果（开关输入电流 安装了大量开关电源的电源线中的波形） 是三相发电的现象。这个最容易理解 在“WYE” (Y) 配置中，三相相隔 120 度，共享一个 公共中线，如图7所示。 想象一个电阻负载从 A、B 和 C 的每相连接到中性线。 在不深入数学的情况下，想象一下 A 阶段正处于其积极的顶峰 偏移，B相将延迟120度，C相将延迟240度 度（与超前 A 相 120 度相同）。流过的电流 流入电阻器 R1 的电流正好等于流出 R2 和 R3 的电流之和。 图 7 的底部窗格显示了三个电流分别流过三个 相电阻。只要负载完全平衡，中性线中的电流就为零。中性线电流 I(Neutral) 在从底部数第二个窗格中显示为大约 0。 所有三相中的电流将平衡。 对于任何选定的相角都是如此： 事实上，中性线只是为了处理之间的轻微不平衡 相，它通常是与每相线相同的线规。现在，更换 三角脉冲三相正弦驱动，类似于开关 上面检查的电源。三个三角相位波形的叠加 显示在图 8 顶部的第二个窗格中。现在，当 A 相处于 其正偏移的峰值并产生大电流尖峰，另外两个 相位不承载任何电流，中性线必须承载所有返回 当前的。由于中性线与相线大小相同，因此有什么问题？ 那么，将相位旋转 120 度，B 相将达到峰值并提供相同的 中性点需要承载的电流，然后旋转相位直到 C 相命中 它的高峰。在电力线的一个周期中，中性线必须携带三倍的 每相线的电流。这是顶部显示为 I(Neutrl) 的电流 窗格。即使在最好的结果情况下，中性线也会变得非常热并且 电压下降比预期的要多得多。 控制设备中的功率因数 好的，所以控制功率因数可能是需要关注的事情；什么可以 完成修复了吗？好消息是半导体企业正在努力 卖给你一个解决方案。如果您的设计接近于满足您的要求而无需 功率因数校正，重新审视该设计并查看您的输入电压范围 开关 IC 将以较低的输入限制运行（或选择一个新的）。 减小该输入电容器的尺寸以增加输入导通角和 随着时间的推移传播电流尖峰（更像是一个电阻器）。当然，这样做会 使您的电源更容易掉线和断电。增加尺寸 的输出电容器会有所帮助，但这开始占用相当多的空间 并且会引入其他问题。用于电源线的无源 60 Hz 带通滤波器 也可用，但它们往往也需要相当大的空间。 或者，您可以在设计中添加功率因数校正器 (PFC)。一些 开关控制器包含功率因数校正，但独立的前端 末端是最常见的。要理解的最简单的独立前端是 “恒定导通时间”(COT) 升压转换器。它插在电源线和 那个输入电容器，它导致了上述所有问题。该 PFC 实际上具有 无输入电容（滤波器中的 X 和 Y 电容器除外），并且作为 顾名思义，它使用恒定导通时间升压拓扑结构将输入储能电容器充电至高于设备设计承受的电源线最高峰值的电压。 例如，如果高压线路为 120 VAC + 10% (120 X √2 X 1.10 = 187 V)， 可以选择 200 V 作为升压电压。升压控制器将打开 升压电感一段时间足够短，以防止它在饱和 行的高峰期。一个“快速”控制环路驱动电感开关，因此每个 开关周期为“on”为同一时期。由于电感电流等于 LVt (L = 电感，V = 电压，t = 时间）— L 和 t 保持固定 — 电感器 (I) 电流，因此电源线电流与 V 成正比。因为 I 是 与 V 成正比，输入看起来是电阻性的。 这对于固定功率水平可能是可以接受的，但如果负载波动，则 输出电压会变化很大。为了解决这个问题，升压控制器实际上有两个 循环：上面描述的快速循环，以及调整“开启”时间的慢速循环 控制电容器电压，但在几个电源线周期内控制得很慢， 以保持电阻外观。电容器电压仅松散调节， 这意味着电容器的尺寸和额定值必须适应 变化。但是，由于升压电路使输入到电容出现 电阻性的，电容现在可以比较大了。因为这个拓扑是升压 转换器，如果输出（储能电容器）电压小于输入 电压，电流将从输入流向输出以给电容器充电。在这种情况下， 电源将继续正常运行，但功率因数 修正将失败。 显示了恒定导通时间升压转换器的放大电流波形 在图 9 中。交流电源电压显示为 V(vac)，未过滤的电源电流 表示为 I(Ac)，输出电容上的电压表示为 Vout。注意 进入升压转换器的电流波形的平均值近似 正弦曲线并且与电压同相。这里显示的开关速度非常 缓慢使单个脉冲更明显。加速切换会 使过滤开关噪声更简单，并在连续导通下工作 模式将进一步降低各个开关周期的幅度。 升压拓扑的另一个优点是实际的开关电源 - 在功率因数校正前端后面——现在从一个相对固定的 电压。如果升压级可以适应很宽的输入范围，则要求 满足此输入的其余供应量得到缓解。 还存在其他拓扑，每种都有自己的优点和缺点。 部分电源模块现已上市，具有功率因数校正功能 内置；它们只需要一个输入电容器、一个升压电容器和一个输出 电容器。无论选择何种解决方案，仿真设计都非常重要 推荐，因为它将更深入地了解电路如何响应 到边角情况。 TI 的 Tina、Intersil 的在线模拟器和 Linear Technologies 的 LTspice 是可用于仿真的选择之一。有很多解决方案 可用，功率因数校正不再像以前那样令人生畏。 本文的主图是由 HackerNoon 的 通过提示“thomas edison looking at the lightbulb”生成的 AI Image Generator

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