The Talking Box : un numériseur audio et un appareil de lecture CVSD

Un numériseur audio et un dispositif de lecture CVSD

La Talking Box est un projet économique et facile à construire qui peut fournir à pratiquement n'importe quel ordinateur un moyen d'encoder numériquement et ensuite de reproduire la parole humaine ou des signaux analogiques de fréquence audio similaires. Pour permettre un fonctionnement simple, le projet a été conçu pour se connecter au port d'E/S série d'un ordinateur et apparaître presque comme s'il s'agissait simplement d'un modem téléphonique synchrone. Il en résulte une interface de périphérique facile à connecter pour un grand nombre d'applications. Le circuit du projet utilise la technique de la variation continue

modulation delta de pente pour effectuer le codage de signaux analogiques en données binaires, puis également pour décoder ces données binaires en signal analogique. En raison de cette action de codage/décodage, l’appareil est communément et simplement appelé codec.

À un débit de données série de seize kilobits par seconde (kbps), la Talking Box peut enregistrer et reproduire la parole avec une fidélité comparable à celle de la plupart des répondeurs téléphoniques. L'augmentation du débit de données à 32 kbps, soit environ quatre kilo-octets de données stockées pour chaque seconde de son reproduit, entraîne une distorsion inférieure à cinq pour cent d'un signal audio dont la fréquence est comprise entre 300 et 3 000 Hz. Cela permet au projet d'être facilement utilisé avec un ordinateur pour reproduire et reconnaître les signaux à clavier d'un téléphone, par exemple. Bien que l'objectif principal de cet article soit de décrire la conception et la construction des circuits Talking Box et leur utilisation pour le stockage binaire et la reproduction de signaux audio ou vocaux, le codec a de nombreuses autres applications dans les communications, le contrôle industriel et l'instrumentation. Certaines des façons possibles d'utiliser le projet incluent les filtres numériques, le contrôle à distance des moteurs, le brouillage des signaux vocaux, le codage des signaux transitoires pour le stockage ou l'affichage, la compression d'amplitude d'un signal, les lignes à retard numériques pour la réverbération, l'extraction et la reproduction des allophones. pour former de la parole synthétique, le codage ou le décodage de signaux pour les modems acoustiques, les messages de données vocales en paquets et le traitement ou l'analyse d'images.

Principes de la modulation Delta

La plupart des codeurs numériques échantillonnent l'amplitude d'un signal variant continuellement à intervalles réguliers, puis représentent ces échantillons par des mots binaires indiquant leur amplitude et leur polarité. En revanche, un modulateur delta génère des mots d'un seul bit dont la valeur représente l'erreur quantifiée, ou « delta » (A), dans un signal de suivi plutôt que de représenter la valeur du signal d'entrée lui-même. Techniquement, un modulateur delta est un système de contrôle de données échantillonnées en boucle fermée qui produit une sortie binaire dont la polarité représente la différence entre le signal d'entrée actuellement échantillonné et une approximation quantifiée du signal d'entrée précédent. Ceci est accompli en plaçant un comparateur dans le chemin aller et un intégrateur dans le chemin de rétroaction d'une simple boucle de contrôle. Comme le montre le schéma fonctionnel du système de modulation delta linéaire de la figure 1, les entrées du comparateur sont le signal d'entrée et la sortie de l'intégrateur ou du décodeur local.

Ainsi, la sortie du comparateur reflète le signe de la différence entre le signal d'entrée et la sortie de l'intégrateur. Ce bit de signe contrôle la polarité de la charge ensuite appliquée à l'intégrateur et forme également la sortie numérique. La sortie du comparateur est normalement cadencée de manière à fournir un flux binaire numérique série limité en bande synchrone. La simplicité des circuits requis et la nature série des données de sortie sont les deux avantages fondamentaux du modulateur delta. Si le flux binaire série cadencé résultant est ensuite transmis à un intégrateur de réception construit de manière similaire, comme le montre également la figure 1 , la sortie de cet intégrateur de décodage sera une copie de la sortie originale de l'intégrateur de boucle de contrôle de transmission. Aucune information de tramage n'est contenue dans le flux de données série synchrone et la réplication de l'entrée originale telle que représentée par le flux binaire provenant du codeur commence immédiatement après l'entrée de ces données dans le décodeur. La fidélité de cette copie dépendra dans une large mesure de la mesure dans laquelle l'intégrateur émetteur suit le signal d'entrée d'origine. Comme le montrent les formes d'onde illustrées à la figure 2, un diagramme de formes d'onde du modulateur delta linéaire, le signal de retour du codeur tente de suivre le signal d'entrée dans une série d'étapes en rampe dont la taille est constante. Étant donné que le signal de retour du décodeur local est constitué d'étapes de taille constante ou presque constante formées par un réseau linéaire, ce type de modulation delta est appelé modulation delta linéaire. La présence de ces étapes incrémentielles dans la sortie du décodeur entraîne un signal de bruit de quantification appelé bruit granulaire. Le filtrage passe-bas à la sortie du récepteur éliminera la majeure partie de ce signal de bruit si la fréquence d'horloge du flux binaire est d'une octave ou plus supérieure à la bande passante du signal d'entrée. Une réduction supplémentaire du niveau de ce signal de bruit peut être réalisée soit en réduisant la taille du pas en augmentant la fréquence d'échantillonnage/ou en les deux.

L'inconvénient majeur de tout système de modulation linéaire est l'incapacité relative de ces boucles de contrôle de conception simple à maintenir un rapport signal/bruit (s/n) adéquat sur une large plage de puissance du signal d'entrée, c'est-à-dire qu'elles ont une plage dynamique limitée. Dans l'enregistrement vocal, par exemple, les niveaux de puissance variables rencontrés dans les modèles de parole de différents individus se traduiront par des rapports signal/bruit significativement différents.

Dans un codeur à modulation delta, les informations sur la pente instantanée, ou le taux de changement d'amplitude, du signal d'entrée sont indiquées par le taux séquentiel d'occurrence de chacun des niveaux de sortie binaires ou logiques. Avec un signal à pente nulle et à amplitude constante présent à l'entrée, comme indiqué sur le côté gauche de la figure 2, le signal de suivi résultant est une série d'étapes en rampe, chacune de niveau égal mais de polarité opposée. Il en résulte en outre une séquence alternée zéro-un au niveau de la sortie numérique qui peut ainsi être considérée comme indiquant ou correspondant à des périodes de silence relatif, ou à un niveau d'amplitude constant, dans le signal d'entrée. Tout écart par rapport à ce résultat souhaité pendant les périodes de silence est appelé bruit de canal inactif et, bien entendu, entraînera la sortie d'un signal non nul par le décodeur associé.

Comme expliqué, une séquence alternée de uns et de zéros sera émise suite à l'application d'un signal d'entrée avec une pente nulle. Mais supposons que la pente du signal d'entrée change si rapidement que le signal de retour (c'est-à-dire la sortie de l'intégrateur du codeur) ne puisse plus suivre le signal entrant. Dans ce cas, il en résultera un flux de bits de polarité constante en sortie. Cette condition est appelée surcharge de pente et, lorsqu'elle se produit, la sortie du décodeur peut être très différente du signal d'origine. Le degré de différence entre le signal original et sa réplique est appelé bruit de surcharge de pente. Le bruit de surcharge de pente contribue davantage à la distorsion d'une forme d'onde répliquée que le bruit granulaire ou de quantification et a donc un effet plus important sur la fidélité absolue de la forme d'onde. Les auditeurs humains, cependant, trouvent que le bruit granulaire est perceptiblement plus perceptible et plus ennuyeux dans les signaux vocaux reproduits.

Ainsi, nous pouvons voir que le rapport signal/bruit d'un codeur linéaire est directement affecté par le niveau de puissance du signal d'entrée. À un faible niveau de puissance d'entrée, le suivi du signal est médiocre car le signal de suivi de rétroaction effectue des excursions substantielles autour du signal d'entrée relativement petit et donc la taille de pas relativement grande génère des quantités importantes de bruit granulaire. À mesure que le niveau de puissance du signal d'entrée augmente, le rapport signal/bruit s'améliore linéairement à mesure que le bruit de quantification représente une partie de plus en plus petite de la puissance totale présente. La capacité du codeur à suivre le signal d'entrée s'améliore progressivement jusqu'à ce que le codeur soit légèrement surchargé en pente. À ce stade, le rapport signal/bruit commence à diminuer à mesure que la teneur en puissance du bruit augmente plus rapidement que la teneur en puissance du signal. Une représentation graphique de ces relations est illustrée dans la figure 3, Puissance du signal et puissance du bruit dans les systèmes de modulateurs Delta.

Les limites de fréquence du signal d'entrée analogique vers l'encodeur* sont limitées à l'extrémité supérieure. Il existe une fréquence d'horloge déterminée par la fréquence d'échantillonnage de Nyquist qui est supérieure à la bande passante du signal d'entrée et qui codera le signal à un niveau de bruit donné, à condition que nous disposions d'un pas suffisamment petit. Les limites d'amplitude du signal d'entrée sont toutefois limitées aux extrémités supérieure et inférieure. Pour tout niveau de signal d'entrée particulier, il existe une taille de pas d'intégrateur associée qui fournira le rapport signal/bruit optimal. Malheureusement, la taille de pas fixe entraîne une valeur limite relativement petite pour la plage dynamique utile du signal d'entrée dans un codeur linéaire.

Considérons maintenant l'amélioration du rapport signal/bruit qui résulterait si la taille du pas de suivi pouvait être réduite d'une manière ou d'une autre lorsque la pente du signal d'entrée est petite, puis grande lorsque la pente devient raide. Ceci pourrait être accompli en ajustant le gain de l'intégrateur. De toute évidence, le signal de rétroaction suivrait alors mieux sur une plage plus large de niveaux de puissance d’entrée. Étant donné que le bruit de quantification est proportionnel au carré de la taille du pas, rendre la taille du pas adaptable à une plage plus large de signaux d'entrée ferait varier la puissance du bruit avec la puissance du signal d'entrée au lieu d'en être indépendante comme c'est le cas avec le delta linéaire. modulation. Rendre la puissance du bruit proportionnelle à la puissance du signal fait donc en sorte que le rapport signal/bruit ait une valeur constante indépendante du niveau du signal d'entrée. C'est le principe de la modulation delta adaptative. Pour une fréquence d'horloge et une bande passante du signal d'entrée données, l'approche consistant à ajuster le gain de l'intégrateur peut fournir une augmentation considérable de la plage dynamique utile, comme le montre la figure 3.

De nombreux algorithmes ont été utilisés pour modifier de manière adaptative la taille du pas de l'intégrateur de suivi, mais la Talking Box utilise la technique connue sous le nom de modulation CVSD (Continuous Variable Slope Delta). Également appelée modulation delta syllabiquement compandée, il s'agit d'une méthode préférée pour coder et décoder la parole ou d'autres signaux analogiques ayant une large plage dynamique. En dehors des éléments opérationnels contenus dans le modulateur delta linéaire présenté précédemment se trouve la mise en œuvre d'un algorithme qui surveille les quelques sorties numériques actuelles et passées du modulateur delta, puis ajuste le gain de l'intégrateur du codeur en conséquence. Comme le montre le schéma fonctionnel du système de modulation CVSD, figure 4, la partie surveillance de l'algorithme est réalisée avec un simple registre à décalage qui stocke les trois ou quatre derniers bits de sortie. L'algorithme standard accepté fournit une indication lorsque tous ces bits stockés séquentiellement sont du même niveau logique, une condition ainsi appelée coïncidence. L'apparition d'une véritable coïncidence de sortie signale que le gain actuel de l'intégrateur est probablement trop faible pour suivre l'entrée analogique. La sortie de coïncidence permet à un courant plus important de charger un filtre passe-bas, et la sortie de tension de ce filtre est ensuite utilisée pour ajuster l'amplitude absolue du gain de l'intégrateur du codeur. La plupart des applications utilisent un simple filtre passe-bas unipolaire avec une constante de temps de coïncidence fixe allant d'environ cinq à dix millisecondes, ce qui équivaut à la période de hauteur typique de la parole voisée, jusqu'à environ cent millisecondes, ce qui équivaut à la période de tonalité typique de la parole voisée. durées syllabiques typiques du discours. Par conséquent, ce filtre est souvent appelé filtre syllabique dans les applications de codec vocal. Souvent, la valeur de la constante de temps est finalement choisie en fonction de préférences subjectives.

Cet algorithme de détection de séquences coïncidentes de niveaux logiques est significatif, à la fois en raison de son élégante simplicité et parce que de nombreux autres algorithmes utilisant le registre à décalage ont été essayés avec des résultats moins satisfaisants. avec l'algorithme accepté, la présence du signal de coïncidence est liée à la nature de l'enveloppe du signal d'entrée et indique ainsi le niveau de puissance moyenné dans le temps du signal plutôt que l'information plus instantanée sur la pente de la courbe d'entrée que d'autres détections de séquence les méthodes fournissent. L'effet de l'algorithme est de comprimer le signal et d'augmenter ainsi la plage dynamique réalisable.

L'algorithme est répété dans le décodeur et ainsi les données de niveau sont récupérées à la réception. Si le flux de données du codeur CVSO était entré dans un décodeur linéaire, la forme essentielle du signal d'entrée analogique du codeur serait répliquée mais toutes les sorties auraient des niveaux égaux. Le flux binaire apparaît comme s'il provenait d'un codeur linéaire avec un niveau d'entrée constant, et donc l'algorithme est nécessaire du côté du décodeur pour restaurer les variations de niveau d'amplitude en décompandant ou en élargissant le signal. Il est intéressant de noter que puisque l'algorithme fonctionne uniquement sur les données série passées, cela équivaut en fait à augmenter le contenu informationnel du flux binaire sans modifier le débit binaire du canal.

Nous pouvons donc constater que le principe de la modulation delta couplé à l'algorithme CVSO fournit une méthode efficace et facile à mettre en œuvre pour numériser les informations analogiques de fréquence vocale dans un flux de données série.

Spécificités de la réalisation du circuit Talking Box

La Talking Box implémente les circuits électroniques d'encodeur et de décodeur CVSD à l'aide du circuit intégré (IC) Motorola MC3417 ou MC3418 pour accomplir les fonctions de modulateur delta. Ces circuits intégrés sont des éléments de base CVSO à usage général qui permettent d'adapter la réalisation du circuit aux exigences particulières d'une application. Selon Motorola, l'adaptation du courant pour le commutateur de polarité de pente est découpée au laser lors de la fabrication du circuit intégré MC3418 afin de garantir les performances du canal inactif avec un pas minimum de cinq millivolts et une correspondance de courant typique d'un pour cent de quinze microampères à trois milliampères. Cela permet une variation de la taille de pas de trois cents à un, ce qui reflète la capacité d'une plage dynamique de signal analogique significative.

Étant donné que le circuit Talking Box lui-même est constitué d'un chemin d'encodeur et de décodeur séparé, cela permet leur utilisation simultanée pour l'envoi et la réception, permettant ainsi un fonctionnement en duplex intégral. Le codeur et le décodeur sont pilotés par le même circuit générateur d'horloge TTL à débit variable. Les éléments de support constitués d'une paire de régulateurs de tension et de circuits intégrés de convertisseur de niveau d'interface RS232 sont les seules autres parties de la carte de circuit imprimé.

Les circuits électroniques du chemin du codeur sont représentés dans le diagramme schématique de la figure 5, un numériseur vocal codec CVSD (A/D). Comme indiqué ici, le circuit est divisé en quatre zones fonctionnelles, en commençant par le circuit du préamplificateur de microphone, suivi par un amplificateur à contrôle automatique de gain (AGC), un filtre passe-bande vocal et enfin par le circuit modulateur CVSD lui-même.

Le préamplificateur de microphone est un circuit amplificateur d'entrée asymétrique ou asymétrique sans transformateur classique. Pour des performances de bruit optimales avec les signaux de faible niveau attendus d'une source audio telle qu'un microphone dynamique, la conception utilise une configuration non inverseuse. Cette implémentation est réalisée dans un quart d'un circuit intégré d'amplificateur opérationnel (amplificateur opérationnel) quadruple de type TL084 avec des entrées de transistor à effet de champ (FET) à haute impédance. Le préamplificateur a un gain réglable qui peut être modifié à l'aide d'un potentiomètre connecté comme résistance de rétroaction, étiqueté MIC GAIN. L'amplificateur possède également une atténuation des basses fréquences, c'est-à-dire une caractéristique passe-haut, dont la fréquence limite est établie par les valeurs de la combinaison résistance/capacité série allant de l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel à la masse. Cela sert à réduire la sensibilité de captage du bourdonnement du champ CA ambiant (généralement 60 Hz) du préamplificateur et à réduire le contenu de puissance basse fréquence du signal d'entrée. Enfin, le préampli dispose également d'un condensateur de petite valeur placé depuis l'entrée non inverseuse, ou signal, de l'ampli opérationnel vers la terre, qui sert à contourner le bruit haute fréquence indésirable qui peut être présent sur le câble du microphone. Notez que la résistance d'entrée série (100 Ohms) peut être remplacée par un condensateur, généralement d'environ un microfarad, pour certaines applications.

Après le préamplificateur du microphone se trouve un circuit amplificateur A6C qui sert à fournir une compression de niveau du signal audio avant de l'appliquer au filtre vocal et au codec CVSD. Cette action limite la plage dynamique de l'amplitude du signal avant sa soumission au traitement passe-bande de fréquence et au codeur. Le circuit AGO utilisé dans la Talking Box est celui décrit par Jerald Graeme de Burr-Brown Research Corporation*. Son fonctionnement est basé sur l'utilisation d'un FET comme élément à résistance variable contrôlée dans un réseau diviseur de tension en T qui détermine la plage de gain et l'amplitude de sortie de cet étage.

L'action du circuit AGC est réalisée avec le FET et deux amplis opérationnels du même boîtier quadruple utilisé en partie pour le préamplificateur de microphone déjà décrit. Le premier ampli opérationnel sert d'amplificateur inverseur à gain contrôlé et le second d'amplificateur de détection de crête. Si le niveau positif maximal du signal de sortie dépasse la valeur de tension définie sur le bras d'essuie-glace du potentiomètre AGC LEVEL, la sortie du comparateur de détection oscillera positivement, augmentant la tension de grille du FET et abaissant ainsi sa résistance d'entrée à la source. . Cela entraînera à son tour le shuntage d'une plus grande partie du signal d'entrée vers la masse, ce qui entraînera finalement une réduction du gain global du circuit pour cet étage. L'amplitude du signal de sortie peut être réglée entre zéro et le niveau de saturation ou d'écrêtage de l'amplificateur à gain contrôlé en ajustant le potentiomètre de contrôle AGC LEVEL mentionné ci-dessus.»

Une difficulté rencontrée avec de nombreuses implémentations utilisant le concept d'un FET comme élément à résistance variable pour les signaux audio réside dans le fait que la résistance de l'appareil lui-même est modulée par le signal qui lui est imprimé. Le fait de ne pas compenser correctement cet aspect des caractéristiques du FET entraînera un gain et une distorsion dépendant du niveau du signal. Le circuit représenté sur la figure 5 utilise une nouvelle méthode de correction de rétroaction pour réduire considérablement cette modulation du niveau de signal. Comme on peut le voir, le signal apparaissant au niveau du drain du FET correspond à un signal en phase égal mais opposé dérivé de la sortie de l'amplificateur AGC associé. Les valeurs de résistance utilisées dans le circuit sont sélectionnées de manière à permettre au FET de fonctionner à des niveaux de signaux faibles ; une circonstance qui contribue également à minimiser la distorsion. Comme indiqué, la sortie de l'étage AGC est ensuite appliquée au filtre passe-bande vocal vu ensuite dans le trajet du signal du codeur.

L'étage de circuit de filtre passe-bande vocal permet nominalement aux signaux d'entrée dans une bande passante de fréquence de 300 à 3000 Hz de passer tout en rejetant ceux qui se trouvent en dehors de cette plage. L'une des principales considérations lors de la sélection d'une technique de mise en œuvre pour les filtres passe-bande est la valeur d'un paramètre dérivé appelé bande passante normalisée ou fractionnaire. Numériquement, il s'agit du résultat obtenu en soustrayant la fréquence de coupure inférieure de -3 dB, ou demi-puissance, de la fréquence de coupure supérieure de -3 dB et en divisant ensuite cette valeur de différence par la moyenne géométrique de ces deux mêmes fréquences. Le. la moyenne géométrique est bien sûr la racine carrée de cette valeur de différence qui vient d'être calculée. La bande passante fractionnaire ainsi calculée à partir des fréquences de coupure spécifiées (haute et basse) du filtre vocal du codeur a une valeur d'environ trois, nous constatons que lorsque cette valeur calculée pour la bande passante fractionnaire commence à dépasser une valeur d'environ 0,8 et approche ou dépasse l'unité ( ou une valeur numérique de un) par le bas, de meilleurs résultats en termes de performances du filtre passe-bande sont généralement obtenus à partir de sections de filtres passe-haut et passe-bas en cascade plutôt qu'à partir d'une véritable implémentation passe-bande. C'est la méthode utilisée dans le circuit de filtre vocal du codeur.

Un autre domaine à prendre en compte est la nécessité de bonnes caractéristiques de réponse en fréquence et en transitoires pour le filtre vocal. Le filtre de type Butterworth possède l'amplitude de bande passante la plus plate tout en offrant un taux d'atténuation initial modérément rapide. Bien qu'il y ait un déphasage avec un changement de fréquence sur la bande passante lors de l'utilisation de ces filtres, il est progressif et n'est pas perceptible audible. De plus, ce type de filtre présente un faible dépassement et une réponse transitoire acceptable. Tous ces facteurs se combinent pour fournir une faible distorsion du signal avec cette variété de filtres. Les types de filtres passe-haut et passe-bas choisis pour être utilisés dans le codeur sont des filtres actifs de troisième ordre qui présentent un taux de coupure net de -18 dB par octave au-delà de la fréquence de coin et une réponse en fréquence plate en puissance et en tension avec un changement progressif du déphasage à travers Le groupe. Le circuit électronique particulier utilisé pour mettre en œuvre les filtres est appelé conception à gain infini et à rétroaction multiple et a été choisi car il offre un bon compromis entre la complexité, la répartition des valeurs des composants et la sensibilité. Chaque section est réalisée avec la moitié d'un circuit intégré d'amplificateur opérationnel à double entrée FET LM353. Ces dispositifs ont une impédance d'entrée très élevée, une vitesse de balayage rapide et un fonctionnement extrêmement stable avec des charges capacitives. Comme il y a deux amplis opérationnels inverseurs en cascade dans le filtre, le résultat net se rapproche d'un changement de phase nul dans l'étage.

Le signal de sortie du filtre passe-bande vocal est ensuite finalement appliqué au circuit modulateur CVSD. La quasi-totalité des fonctionnalités actives de cette étape est contenue dans le circuit intégré lui-même, tandis que les composants discrets servent à établir les paramètres particuliers de trois domaines de fonctionnement du dispositif.

Tout d'abord, nous constatons que deux diodes au silicium sont connectées de la broche 12 du circuit intégré à la masse, ce qui établit le point de seuil pour les entrées de signal logique du dispositif à environ 1,4 volts (environ deux chutes de diode) au-dessus de la terre pour une utilisation avec les niveaux logiques TTL. ou l'interface RS232 ICS également sur la carte.

Le deuxième domaine à prendre en compte est le réseau de filtres intégrateurs de suivi. Le circuit Talking Box utilise un réseau de filtres intégrateurs unipolaires connectés à travers l'amplificateur intégrateur du décodeur local entre les broches 6 et 7 du circuit intégré. Le résultat

de l'intégrateur de suivi apparaissant sur la broche 7 est également connecté à une entrée du comparateur de signal analogique sur la broche 2. L'utilisation d'un réseau bipolaire pour ce filtre peut améliorer le rapport signal/bruit d'un ou deux dB par rapport au réseau unipolaire. réalisation du pôle. Si vous le souhaitez, un réseau bipolaire peut être mis en œuvre en coupant la trace reliant les broches 2 et 7 sur le dessus de la carte de circuit imprimé et en reliant les broches du côté conducteur avec une résistance appropriée, puis en ajoutant un condensateur de la broche 2 à la masse. . Le calcul des valeurs des composants nécessaires est expliqué dans la fiche technique Motorola 2.

Le dernier domaine du fonctionnement du modulateur CVSD est le réseau de filtres syllabiques et la détermination de la taille de pas minimale de l'intégrateur et du gain de boucle pour le dispositif IC. Le filtre syllabique est un simple circuit passe-bas unipolaire composé des deux résistances étiquetées Rs et Rp et du condensateur Cs. Normalement, le condensateur est chargé via Rs et Rp en série. Mais lorsque la sortie de coïncidence, la broche 11 du circuit intégré, devient vraie, cela supprime efficacement la résistance supérieure, Rp, du chemin de charge pour Cs et augmente ainsi le courant de charge et, en fin de compte, la taille du pas de l'intégrateur. La résistance Rm sert à déterminer la taille minimale du pas de l'intégrateur tandis que la valeur de la résistance Rx sert à établir le gain de boucle par une simple transformation linéaire courant-tension. La modification de cette relation de transformation peut entraîner une augmentation significative du rapport signal/bruit mais avec une augmentation concomitante de la complexité des circuits électroniques. Par exemple, l'utilisation de dispositifs à circuit actif pour accomplir cette fonction peut facilement donner lieu à une plage d'amplitude (dynamique) de signal utile de 50 dB avec un rapport signal/bruit de 30 dB lorsqu'il fonctionne à un débit de données de 32 kbps.

Il existe trois chemins de signaux numériques ou de niveau logique associés au fonctionnement du circuit intégré du codeur CVSD. Le premier de ces signaux est l'entrée d'horloge sur la broche 14, qui est habituellement fournie par le circuit générateur d'horloge décrit ci-dessous. Un deuxième signal logique est la sortie numérique apparaissant sur la broche 9, qui est le flux de données série réel provenant du modulateur. Les bits de données sont cadencés hors du dispositif sur le front descendant de l'entrée d'horloge du circuit intégré au niveau de la broche 14. Le troisième et dernier signal logique est l'entrée de ralenti forcé, broche 15 du circuit intégré, vers le circuit. Lorsque la sortie numérique de la broche 9 est connectée à la broche 13 du circuit intégré comme indiqué, une bascule à bascule est formée à l'intérieur du dispositif, et rendre la broche d'entrée de force inactive active entraîne alors la transmission d'un modèle de canal inactif à partir du sortie numérique de l'encodeur. Cette fonctionnalité permet d'établir facilement une synchronisation de liaison de données ou de forcer un modèle de silence à partir de l'encodeur.

Après avoir ainsi examiné les détails des circuits comprenant le chemin du codeur pour la Talking Box, tournons maintenant notre attention vers la conception du circuit utilisé dans le chemin du décodeur. Le diagramme schématique de l'ensemble du chemin du décodeur est illustré à la figure 6, un générateur de parole (D/A) de codec CVSD. Comme le montre ce diagramme, le chemin du décodeur se compose de trois étapes de fonctionnement principales, en commençant par le démodulateur CVSD, suivi d'un filtre passe-bande vocal dont la sortie pilote enfin un amplificateur de sortie.

Comme cela a été expliqué dans la section sur les principes de la modulation delta, la fonction du décodeur peut être vue et comprise comme quelque peu complémentaire à celle du codeur. Il n’est donc pas surprenant que nous puissions noter une similitude en miroir dans leurs circuits électroniques respectifs et dans la valeur de leurs composants.

Ainsi, dans le schéma de l'étage démodulateur CVSD, la fonction et la valeur de fonctionnement des résistances étiquetées Rp et Rs ainsi que le condensateur Cs sont entièrement analogues à la fonction de fonctionnement et à la valeur de ces composants étiquetés de manière identique sur la figure 5, le schéma du chemin du codeur. circuit. De même, les résistances étiquetées Rx et Rm servent d'une manière analogue à celle de leurs compléments étiquetés de manière identique dans la mise en œuvre du codeur. De la même manière, même les composants formant le réseau de filtres intégrateurs décodeurs pour le démodulateur CVSD sont analogues à ceux trouvés dans le circuit modulateur. Enfin, les niveaux de seuil logiques pour le circuit intégré du décodeur sont également définis par la chute sur une paire de diodes au silicium, comme c'est le cas pour le circuit intégré du codeur.

Cependant, dans le chemin du décodeur, il n'y a que deux chemins de signaux numériques associés au circuit. Il existe une entrée d'horloge qui est habituellement pilotée par le même circuit générateur d'horloge TTL utilisé pour la fonction d'encodage. Ce signal est appliqué à la broche 14 du circuit intégré du décodeur et synchronise les bits de données apparaissant alors tour à tour sur l'entrée numérique, broche 13, dans le circuit intégré.

La sortie de l'étage démodulateur CVSD est bien sûr une copie non filtrée du signal analogique original qui était autrefois entré dans le chemin du codeur. Il est ensuite appliqué au filtre passe-bande vocal du trajet du décodeur qui sert à supprimer le bruit granulaire ou de quantification décrit précédemment. La réalisation matérielle est essentiellement identique à celle utilisée dans le chemin du codeur, sauf que l'ordre en cascade des circuits passe-haut et passe-bas a été inversé. Dans le filtre du décodeur, le premier objectif est de supprimer le bruit de quantification autant que possible, ainsi la fonction passe-bas est placée en premier et la plus proche de l'entrée de l'étage de filtre (et donc également de la sortie du décodeur) pour maximiser cette valeur. atténuation.

Après le filtre vocal dans le chemin du signal du décodeur, se trouve le troisième et dernier circuit du décodeur, l'amplificateur de sortie. Comme son nom l'indique, cet étage amplifie le signal audio émis par le filtre vocal. Une paire de transistors bipolaires en silicium gratuits est connectée en tant que dispositifs tampons pour améliorer la capacité de sortie de puissance du circuit intégré d'amplificateur opérationnel LF356 utilisé dans ce circuit. Un contrôle de gain (ou OUTPUT LEVEL) est fourni sous la forme d'un potentiomètre dans le chemin de rétroaction, mais la valeur de la résistance allant de l'entrée non inverseuse du circuit intégré de l'ampli opérationnel à la masse peut également être modifiée pour ajuster la plage de sortie. niveau. En fin de compte, le signal amplifié est couplé via un condensateur électrolytique de grande valeur au primaire du transformateur de sortie. Le signal développé aux bornes du secondaire est alors la sortie finale du chemin du décodeur, qui complète la description de cette partie des circuits électroniques.

Comme cela a été mentionné précédemment, en plus des circuits de chemin de codeur et de chemin de décodeur qui viennent d'être décrits, l'autre élément majeur du circuit de la Talking Box est le générateur d'horloge utilisé pour contrôler la synchronisation de ces deux premiers. Le diagramme schématique de ce circuit est illustré à la figure 7, un circuit générateur d'horloge TTL à fréquence sélectionnable. Comme on peut le voir, ce circuit est essentiellement constitué d'un oscillateur commandé par quartz pilotant une chaîne diviseuse programmable dont le module de division est déterminé par la valeur réglée sur un dipswitch associé. Le diviseur programmable est ainsi très facilement configuré pour une large gamme de fréquences d'horloge de données, et en fait, pour plus de flexibilité, cette fréquence d'horloge peut être agencée pour être sélectionnable par l'ordinateur associé via l'interface de connexion.

Les composants finaux du circuit électronique sur la carte de circuit imprimé sont les éléments de support constitués des régulateurs de tension positifs et négatifs et des circuits intégrés de convertisseur de niveau RS232 utilisés par l'interface de l'ordinateur. Un dessin schématique comprenant ces pièces est présenté dans la figure B, le diagramme des circuits d'interface RS232 et des régulateurs de tension.

Après avoir vu comment fonctionnent les modulateurs delta en général, puis comment celui-ci en particulier fonctionne, voyons maintenant comment le matériel lui-même est réalisé et construit physiquement.

Construction physique du projet Talking Box

Les circuits électroniques que nous venons de décrire sont tous contenus sur une seule carte de circuit imprimé double face. Un côté de cette carte est principalement utilisé comme plan de masse, ce qui permet le placement rapproché et le mélange de circuits numériques et analogiques. Une image positive des traces de circuit des deux côtés de la carte de câblage imprimé est présentée dans la figure 9, la disposition de la carte de circuit imprimé du codec CVSD. Notez que même si la carte est double face ou comporte des chemins conducteurs sur les côtés avant et arrière de la carte, la disposition est telle qu'elle ne nécessite pas l'utilisation de trous plaqués ou conducteurs pour relier les deux côtés. Ceci est bien sûr fait pour permettre une duplication facile et peu coûteuse par l'expérimentateur du circuit imprimé suggéré pour une utilisation dans le projet. Des circuits imprimés finis avec des trous traversants plaqués et des copies de film de l'illustration sont disponibles comme indiqué dans la liste des pièces.

Notez que des cibles d'alignement sont fournies sur les zones périphériques sur les côtés des circuits avant et arrière eux-mêmes. Tout d'abord, présentez cette œuvre d'art sous forme d'image de film pour chaque face (généralement sous forme de négatif) en vous assurant d'inclure ces cibles dans chaque cas. Ensuite, à l’aide de ces cibles, alignez les images du film avant et arrière l’une sur l’autre et fixez-les les unes aux autres. Percez maintenant trois trous de repérage distincts dans les deux feuilles de film simultanément avec une perforatrice ronde. Veillez à pointer à un endroit en dehors des zones des illustrations du circuit. La présence de ces trous d'enregistrement servira alors à permettre aux feuilles de film avant et arrière d'être alignées l'une avec l'autre au moyen de broches appropriées placées à travers ces trous tandis qu'un morceau de matériau de carte de circuit imprimé à exposer est placé entre elles dans un sandwich. mode, assurant ainsi un enregistrement facile d'avant en arrière des deux côtés de la carte de circuit. De telles broches de repérage, dimensionnées avec précision, sont disponibles dans le commerce auprès des fournisseurs de circuits imprimés, mais l'expérience montre qu'un crayon ou une cheville rasée à la bonne taille fera très bien l'affaire à cet effet si quelque chose comme une tige préformée de la taille appropriée n'est pas disponible. Une taille de foret numéro 68 est adéquate pour la plupart des trous supportés, c'est-à-dire ceux qui sont traversés par un fil de composant. Les exceptions sont les trous de montage du régulateur qui portent le numéro 37 et les trous de montage du connecteur phono qui ont un diamètre de 3/16 de pouce.

Deux diagrammes sont utilisés pour montrer les détails de montage et d'assemblage des composants de la carte de circuit imprimé. La première d'entre elles, la figure 10, le schéma d'assemblage des composants de la carte de circuit imprimé du codec CVSD, montre l'emplacement des pièces telles qu'elles doivent être montées et soudées à la carte et montre également l'emplacement de divers points étiquetés dans les schémas, dont certains ces emplacements de circuits étiquetés servent de connexions à utiliser comme points de test tandis que d'autres doivent permettre de relier diverses options de configuration.

Le deuxième diagramme. La figure 11, le schéma d'emplacement des fils Z de la carte de circuit imprimé du codec CVSD, détaille l'emplacement des trous dans la carte de circuit imprimé qui doivent être soudés sur le dessus ou sur le côté composant de la carte. Notez que cette étape n'est nécessaire que s'il n'y a pas de trous métallisés sur la carte et que la carte indiquée dans la liste des pièces possède de tels trous. S'il y a un fil de composant à cet emplacement du trou, soudez-le des deux côtés de la carte. S'il n'y a pas de fil de composant à travers ce trou, faites passer un fil à travers le trou et le clinch et soudez-le à la carte des deux côtés. Cette méthode permettant de réaliser un via ou un chemin conducteur d'un côté à l'autre d'un circuit imprimé est souvent appelée « fil Z » en raison de l'apparence grossière du cavalier pour cette lettre, d'où le titre de la figure 11. Notez qu'aucun des les trous qui doivent donc être soudés sur le côté conducteur du circuit imprimé sont borgnes, c'est-à-dire inaccessibles avec les composants montés. Cela permet aux circuits du projet d'être facilement assemblés avec une carte imprimée maison ne nécessitant aucun trou traversant plaqué et très peu de cavaliers.

Le connecteur RS232 lui-même doit avoir la rangée supérieure de broches, c'est-à-dire les numéros un à treize, soudées sur le côté supérieur ou côté composant de la carte, tandis que la rangée inférieure, les broches douze à vingt-cinq, doit être soudée sur le côté. face arrière du tableau.

Fonctionnement de l'interface informatique pour le projet Talking Box

Maintenant que nous avons vu les principes électroniques du fonctionnement du CVSD et la façon dont le circuit imprimé du projet est physiquement construit, le prochain domaine que nous examinerons est le logiciel nécessaire pour interfacer l'appareil à un ordinateur associé.

Comme mentionné dans l'introduction, la Talking Box apparaît essentiellement comme s'il s'agissait d'un modem synchrone avec l'ordinateur de support connecté. Jusqu'à présent, nous avons décrit cinq chemins de signaux numériques entrant et sortant des circuits du projet. Il s'agissait bien sûr des deux chemins de données, un vers le décodeur et un depuis l'encodeur ; les deux signaux d'horloge associés ; et l'entrée de force de ralenti vers l'encodeur. Certains autres signaux d'interface physique facultatifs sont décrits dans la section suivante sur les exemples d'application. Cependant, étant donné que les explications qui suivent immédiatement concernent uniquement les aspects programmatiques de l'opération d'échange de données elle-même, seules ces cinq lignes de signaux sont maintenant supposées être connectées vers et depuis un port série E/S sur un ordinateur associé. Les spécificités matérielles de cette interconnexion sont présentées en détail dans la figure 12, les schémas de câblage des périphériques SIO pour l'utilisation de la carte CVSD.

Au cours de la discussion suivante, nous ferons référence aux routines logicielles présentées dans le listing 1, intitulé Programme pilote CVSD. Cette liste de programmes contient à la fois le module de routines nécessaire pour contrôler un périphérique d'E/S série compatible Intel 8251, c'est-à-dire USART, et ce module nécessaire pour contrôler un périphérique d'E/S série compatible Zilog SIO. Avec le choix approprié du module pilote, l'un ou l'autre de ces appareils peut facilement fonctionner dans un mode synchrone adapté aux exigences de la Talking Box. Le code source est entièrement écrit en langage assembleur Intel 8080 et le choix d'utilisation entre les modules se fait par des instructions équivalentes.

Les modules pilotes logiciels USART et SIO contiennent chacun quatre routines principales, ou points d'entrée, qui sont directement concernées par l'échange de données entre l'ordinateur et le codeur/décodeur. Ces quatre points d'entrée sont la routine INUART, les routines SERIN et SEROUT et la routine GETSYNC.

Avant sa première utilisation pour transférer des données dans un sens ou dans l'autre, l'utilisateur doit d'abord initialiser ou configurer par logiciel le périphérique d'E/S série lui-même pour fonctionner en mode synchrone. Ceci est accompli par un appel à la routine intitulée INUART. Dans l'un ou l'autre module, cette séquence d'instructions sert essentiellement à charger les registres de contrôle du périphérique d'E/S afin de le faire fonctionner sur des caractères de données de huit bits (largeur de l'octet) sans aucun bit de parité ajouté, et pour qu'il utilise un caractère unique comme modèle pour un modèle à faire correspondre dans le flux binaire série (souvent appelé caractère SYNC) pour supposer qu'une synchronisation sur une limite de caractère a été rencontrée (appelée détection de synchronisation).

Notez que dans la plupart des communications synchrones, il n'y a pas de bits de tramage de caractères tels que les bits de démarrage et d'arrêt familiers aux protocoles de communications série asynchrones ou orientés caractères. au lieu de cela, chaque bit formant un caractère est à son tour transféré dans ou hors du périphérique série par un signal de synchronisation présenté sur un chemin de connecteur de signal séparé et les limites des caractères sont déterminées en comptant le nombre correctement défini de bits par caractère à partir du nombre cadencé. flux binaire. La plupart des applications de transfert de données « réelles », ou modem téléphonique synchrone, envoient et reçoivent les caractères de données par blocs avec des pauses entre ces transferts pour des resynchronisations périodiques du flux de données et pour permettre des choses telles que la vérification des erreurs dans le contenu de chaque bloc. Pour des raisons évidentes, les méthodes synchrones sont souvent appelées protocoles de communications série orientés message.

Une fois que le dispositif SIO ou USART est initialisé puis mis en service, ils restent tous deux relativement faciles à contrôler par logiciel. Dans les deux cas, les routines SERIN (obtenir un caractère du port) et SEROUT (envoyer un caractère au port) sont les mêmes que pour une simple application asynchrone. Ainsi, les routines d'entrée et de sortie de caractères impliquent uniquement le test de boucle d'un niveau binaire dans un octet d'état qui est lu de manière répétée à partir du dispositif d'E/S afin de déterminer si un caractère est prêt à être accepté ou délivré. Lorsque ce test est finalement satisfait, le caractère lui-même est alors réellement lu ou écrit sur le port série avant que la routine ne soit quittée avec un retour à l'appelant.

La routine pilote restante est celle intitulée GETSYNC. Une fois de plus, la routine accomplit à peu près la même fonction pour l'un ou l'autre choix de périphérique d'E/S. Ce point d'entrée est généralement appelé au début d'un cycle d'enregistrement pour démarrer réellement l'entrée des données audio depuis l'encodeur. Dans cette tâche, la routine sert d'abord à maintenir l'entrée forcée au ralenti du codeur vraie, amenant ainsi le codeur à générer la même sortie de séquence alternée d'un zéro bit qui représente le silence, jusqu'à ce que le périphérique d'E/S série détecte ensuite la chaîne de ces bits comme correspondance pour le caractère de synchronisation. Lorsque le test de présence de ce caractère est satisfait, la ligne de signal d'inactivité forcée est immédiatement renvoyée fausse, permettant à l'encodeur de commencer à envoyer des données audio au port série qui est ensuite configuré pour recevoir ces données avant que la routine ne soit finalement quittée. A noter que pour certaines applications la valeur de ce motif binaire utilisé, c'est à dire le caractère de synchronisation, peut être modifiée pour permettre ensuite le démarrage de l'enregistrement audio sur la détection matérielle d'une séquence correspondante correspondant à un certain endroit dans une forme d'onde de signal par exemple.

Ces quatre routines primitives de pilote matériel sont appelées par un programme d'application pour accomplir la tâche de transfert physique des données audio vers et depuis l'ordinateur. Dans la section suivante, vous trouverez quelques exemples d'applications utilisant ces routines avec le tableau de projet et un ordinateur de support.

Quelques exemples d'applications spécifiques

Le programme de démonstration Talking Box utilisé par l'auteur utilise ces routines de pilote qui viennent d'être décrites et permet l'exécution sélective de tâches à partir du menu de commandes illustré à la figure 13, le menu de commande du programme de démonstration de la carte de circuit imprimé du codec CVSD. Le programme fonctionne sous le système d'exploitation CP/M et a été testé sur un système de micro-ordinateur 8080 (homebrew) et basé sur Z80 (Televideo TS802H). Le code source d'assemblage de ce programme est présenté dans le listing 2, le programme de démonstration du codec CVSD. [-inclusion facultative]

Comme le montre ce tableau de commandes, le programme est configuré pour permettre à l'opérateur d'enregistrer et de lire l'audio à partir de la paire microphone et haut-parleur locale ou de la ligne téléphonique. L'arrangement d'interconnexion utilisé pour connecter le programme de démonstration et l'ordinateur avec la Talking Box au réseau téléphonique commuté est basé sur un dispositif appelé arrangement d'accès aux données ou DAA. L'appareil particulier utilisé par l'auteur est un coupleur de données Bell Telephone Type 1001F plus ancien (millésime 1976), bien que des modules hybrides plus récents enregistrés FCC Part 68 qui dupliquent sa fonction DAA puissent être obtenus pour un peu moins de vingt dollars auprès de sociétés telles que Cermetek (CH1810). Direct Connect Protective Hybrid, ou DCPH, voir les références). Ces modules fournissent des connexions fonctionnelles identiques, mais ils sont nettement plus petits en taille et bien améliorés en termes de commodité d'utilisation, étant destinés à être montés à l'intérieur d'un appareil au lieu d'être accrochés au mur dans un boîtier séparé ! Notez que les modules DCPH utilisent des chemins de signal de niveau logique CMOS alors que le DAA a des exigences de niveau de signal RS232. Le DAA ou le DCPH peuvent indiquer que le téléphone sonne et permettre à l'ordinateur de contrôler l'état raccroché/décroché (ou de répondre/raccrocher) de l'appareil et de contrôler son application ou la réception de l'audio vers et depuis la ligne téléphonique. Les deux fournissent ce qu'on appelle un temporisateur de retard de facturation, une protection contre les surcharges de signal, une isolation et une protection de ligne et la possibilité de saisir et de composer une impulsion sur la ligne téléphonique, c'est-à-dire d'appeler. Le câblage physique utilisé pour connecter le DAA ou le DPCH et la Talking Box à l'ordinateur hôte est illustré à la figure 14, une carte CVSD et un schéma de câblage du DAA à l'ordinateur.

En plus de permettre à l'ordinateur d'enregistrer et de lire l'audio localement et depuis le téléphone, le programme de démonstration fournit des routines pour afficher et modifier le contenu de la zone mémoire qui représente le signal audio, pour tout effacer avec un caractère prédéfini (SYNC). valeur, et également pour sauvegarder ou charger le contenu de cette mémoire audio à partir des lecteurs de disque du système de l'ordinateur hôte. Il permet également d'initialiser le port d'E/S série utilisé par le projet, de modifier la valeur du caractère SYNC et de définir un signal de sortie de contrôle défini par l'utilisateur (appelé Flag Bit) haut ou bas. Ce signal de sortie peut être utilisé pour sélectionner parmi une paire de fréquences d'horloge série de codage/décodage sous le contrôle de l'ordinateur, comme le montrent les figures 7 et 8. Enfin, le programme fournit également un signal d'impulsion de synchronisation qui est émis au début de chaque cycle de lecture. pour permettre des choses telles que le déclenchement d'un affichage d'oscilloscope.

De toute évidence, le programme et certaines de ses routines peuvent constituer le noyau d'un certain nombre d'applications utiles pour les appareils. Certaines des nombreuses fonctions que le système du projet peut accomplir immédiatement incluent son utilisation comme système de messagerie audio électronique ou répondeur informatisé, son utilisation pour extraire et lire des allophones (ou des exemples de phonèmes dépendants du locuteur) en tant qu'échantillons de données provenant de la parole stockée, et son utilisation pour stocker puis afficher (sur un oscilloscope) des éléments tels que ces allophones ou des signaux de fréquence audio transitoires à des fins d'analyse, et son utilisation pour stocker des mots ou des déclarations entières sur disque pour une relecture ultérieure.

Ainsi, nous pouvons voir que la Talking Box est un projet facile à construire et à utiliser pour numériser et reproduire la parole ou d'autres signaux audio avec un ordinateur.

Remerciements

L'auteur souhaite particulièrement remercier MM. WH Kerr, EP Norwood et CP Quinn pour leur soutien et leurs contributions inestimables à la réalisation de ce projet.

Ceci conclut l'article acheté par le magazine Radio Electronics. Vous trouverez ci-dessous une copie de la fiche technique du codec CVSD de Motorola. Ce document est très intéressant et instructif.

Conclusion

J'espère que vous avez trouvé une utilité ou un intérêt dans notre chape présentée ci-dessus ☺ Sur une note sérieuse, les commentaires, critiques et suggestions sont toujours appréciés. Que Dieu nous bénisse tous.